Трехфазный непосредственный ПЧ с близким к синусоидальному выходным напряжением

В работе рассмотрены структура и принцип работы преобразователя высокочастотного напряжения высокооборотного турбогенера­торного агрегата (6000 об/мин), который обеспечи­вает формирование достаточно простыми средства­ми выходного напряжения частотой 50 Гц с формой кривой, близкой к синусоиде.

На входе каждой фазы преобразователя частоты (ПЧ) формируется трехфазная система напряжений биений от двух высокочастотных генераторов (300 и 400 Гц). Формой огибающей напряжения биений является синусоида с частотой 50 Гц, а частота на­пряжения заполнения равна 350 Гц.

Однако анализ спектра показывает, что напряже­ние биений содержит только частоты напряжений источников, генерирующих напряжение 300 и 400 Гц, а напряжения с частотами 350 и 50 Гц отсутствуют.

Ниже приведены технические детали реализации непосредственного преобразователя частоты, пред­ставляющего собой три реверсивных преобразовате­ля, каждый из которых формирует напряжение для одной фазы нагрузки. Разработка выполнена специ­алистами ООО «НИЦ преобразовательной техники» по техническим предложениям и при участии сотруд­ников ФГУП «ЦНИИ им. акад. А. Н. Крылова».

Структура преобразователя

Формирование напряжения биений на входе каж­дой фазы статического преобразователя (рис. 1) было целенаправленно предусмотрено для использования непосредственного преобразователя частоты, когда выходное напряжение формируется из участков си­нусоид напряжения питающей сети. При этом нагруз­ка в процессе работы преобразователя через открытые ключи в каждый момент времени оказывается подсое­диненной непосредственно к источнику питания.

Для построения НПЧ [2-4] применяются различ­ные варианты схем реверсивных управляемых вы­прямителей — нулевые и мостовые, многопульсные, встречно-параллельные и перекрестные, с совмест­ным и раздельным управлением и т. д.

В них, как правило, используются силовые полупроводниковые приборы с неполным управление (тиристоры), естественная коммутация которых производится за счет напряжения сети.

· Такие НПЧ отличаются следующими преимуществами:

· высокий КПД благодаря однократному преобразованию электрической энергии;

· возможность двустороннего обмена энергией между питающей сетью и двигателем, что обеспечивает как двигательные, так и тормозные режимы электропривода с рекуперацией энергии в сеть, а также использование нагрузки с низкими коэффициентами мощности;

· возможность использования естественной коммутации тиристоров, что позволяет отказаться от достаточно сложных цепей принудительной коммутации, снижающих надежность и перегрузочную способность преобразователя;

· практически неограниченная мощность НПЧ вследствие сравнительной простоты парал­лельного наращивания тиристорных цепей и их высокой перегрузочной способности;

· сравнительно небольшие габариты, обу­словленные отсутствием в схеме громозд­ких накопителей энергии.

Такие НПЧ (циклоконвертеры) на базе тиристорных мостов различных структур мощностью до десятков мегаватт, например производства фирмы ABB Marine или Alstom power Conversion Ltd., широко применяются в мощных гребных судовых установках.

К недостаткам общепринятой идеологии НПЧ относятся;

·высокий уровень высших гармоник в сете­вом токе;

· небольшой диапазон выходной частоты (обычно Fmaxout ~ 20.. .30% от частоты сети);

· необходимость применять громоздкие развязывающие трансформаторы на вхо­де, чтобы обеспечивать высокую пульсность НПЧ, требующуюся для улучшения гармонического состава; для ограничения неизбежно возникающих в некоторых схе­мах уравнительных токов между мостами, работающими в выпрямительном и инвер­торном режимах, обычно приходится при­менять достаточно объемные реакторы.

Одним из типичных примеров НПЧ на тиристорах может служить 6-пульсный НПЧ ACS6000c фирмы АВВ, работающий на син­хронный двигатель с соединенными в звезду обмотками статора, который содержит в каж­дой фазе два встречно включенных тиристор­ных моста и должен запитываться от трех развязанных трехфазных систем (три транс­форматора). Предельные значения существу­ющих в настоящее время тиристорных НПЧ Ш мощных морских приводов — 27 МВт при напряжении на двигателе 2,4 кВ.

Появление запираемых тиристоров (GTO), биполярных транзисторов с изолированным запором (1GBT) и запираемых тиристоров с инте­грированным управлением (IGCT) существенно расширило возможности конструкторов НПЧ, и стало возможно использовать импульсно-модуляционные способы регулирования.

В нашем случае, при наличии развязывающих (суммирующих) трансформаторов и трех трехфазных систем напряжений на входе, а также вследствие необходимости объеди­нения выходных напряжений нулевым про­шлом, совершенно естественно использовать комбинацию из трех трехфазно-однофазных ИПЧ, выполненных на двунаправленных ключах. В качестве двунаправленного ключа выбрано широко применяемое встречное включение двух 1GBT с оппозитными диодами, Недостаток такого ключа — высокое падение напряжения в открытом состоянии (сумма напряжений на транзисторе и диоде для стан­дартных структур составляет около 3,8 В).

НПЧ рассчитан на величину мощности в нагрузке 600 кВA при фазном напряже­нии 220 В (амплитудный фазный ток около 1300 А), поэтому было решено применить встречно включенные транзисторные мо­дули МТКИ 3600-12КН производства ОАО «Электровыпрямитель».

Алгоритм управления НПЧ

Алгоритм управления транзисторами в схеме НПЧ вытекает из формы входных напряжений, определяемых генерирующей системой (рис. 1). Необходимо сформировать на выходе каждой фазы НПЧ напряжение, состоящее из участков входных линейных напряжений, таким обра­зом, чтобы огибающая этого выходного напря­жения была максимально близка к синусоиде разностной частоты (близкой к 50 Гц).

В каждом из трех плеч НПЧ, подключенных к одной тройке входных напряжений, имеют­ся по четыре транзистора (например, 1 и 7,4 и 10), включенные попарно встречно, состав­ляющие двунаправленные ключи (рис. 2).

Эта схема позволяет подключать к верхнему и нижнему выводам любые нагрузки из трех входных фаз.

На рис. 3 проиллюстрирован способ выбора управления транзисторами для формирова­ния необходимого выходного напряжения.

Рассмотрим сначала случай чисто актив­ной нагрузки, когда форма тока в нагрузке повторяет форму напряжения. На диаграмме показаны три фазных напряжения (UA, UB, UC-красный, синий, зеленый цвета соответ­ственно), поступающих на одну фазу НПЧ. Эти напряжения получены при сложении синусоидальных напряжений трехфазных генераторов с частотами 300 и 400 Гц.

С помощью датчиков напряжений эти три фазных напряжения непрерывно передаются на входы АЦП микроконтроллера, и програм­ма определяет моменты пересечения (равен­ства) этих напряжений. Таким образом, время, соответствующее полупериоду огибающей, разбивается на короткие интервалы (номера интервалов и комбинации напряжений фаз указаны на диаграмме), в которых комбина­ция напряжений на входе фазы не меняется, например в интервале № 2 UC > UA > UB. Интервалы с одинаковыми состояниями по­вторяются через шесть, например, в интервале № 8 повторяется комбинация интервала № 2.

При необходимости формирования на верх­нем проводе нагрузки начала положительной полуволны 50 Гц (начало интервала №1, вре­мя на диаграмме равно 5 мс) определяем, что в данном очередном интервале потенциал фазы А выше потенциалов фаз С и В, поэто­му достаточно включить транзистор 1 (рис. 2), соединяющий с нагрузкой максимальный по­ложительный потенциал на фазе А в данный момент, чтобы ток пошел через этот откры­тый транзистор и оппозитный диод транзи­стора 7 в нагрузку. Самый низкий потенциал в данном интервале имеется на входе в фазе В, и потому для сборки цепи нагрузки в этом интервале достаточно включить транзистор 5 в нижнем плече. И тогда ток нагрузки пой­дет через транзистор 5 и оппозитный диод транзистора 11 к наиболее отрицательному потенциалу фазы В входных фаз. На нагрузке в течение этого интервала сформируется на­чало положительного полупериода, равное растущему линейному напряжению между фазами А и В на входе (рис. 2).

В интервале № 2, когда потенциал фазы С наиболее положительный, а потенциал фазы В наиболее отрицательный, достаточ­но включить транзистор 3 в положительном проводе нагрузки и транзистор 5 в отрица­тельном проводе. И тогда ток пойдет от фазы С через открытый транзистор 3, оппозитный диод транзистора 9, нагрузку, открытый транзистор 5, оппозитный диод транзистора 11 в фазу В, а напряжение на нагрузке сфор­мирует следующий интервал линейного на­пряжения между фазами А и В.

Таким образом, включая в нужные моменты транзисторы 1-3 в положительном проводе на­грузки и одновременно транзисторы 4-6 в от­рицательном проводе, можно формировать огибающую выходного напряжения. И такой процесс продолжается до окончания времени положительного полупериода огибающей.

По истечении 15 мс следует приступить к формированию отрицательного полуперио­да выходного напряжения. Поэтому, исполь­зуя тот же механизм определения интервалов, включаем нужные транзисторы 10, 11 или 12, соединяющие нижний провод нагрузки с наиболее высоким потенциалом на входах (формирование положительного потенциала на нижнем проводе нагрузки), и транзисторы 7-9, соединяющие верхний провод нагрузки с наиболее отрицательными потенциалами входных фаз.

Очевидно, что в случае чисто активной на­грузки можно упростить управление, подав открывающие сигналы на транзисторы 1-6 на все время положительного полупериода выходного напряжения. При этом оппозитные диоды транзисторов 7-12 образуют трех­фазный мост Ларионова, который формирует на верхнем проводе нагрузки положительный полупериод. Аналогично, открыв все транзи­сторы 7-12, получим такой же неуправляемый мост на оппозитных диодах транзисторов 1-6, формирующий отрицательный полупериод напряжения на нагрузке.

В любой момент времени в этих мостах бу­дут открыты по два диода, один из которых будет в катодной группе, а другой — в анод­ной. А коммутация тока с каждого диода на последующий в той же группе будет проис­ходить в моменты пересечения фазных напря­жений на входе (естественная коммутация).

Если нагрузка имеет реактивную составля­ющую, возникает сдвиг фаз между выходным напряжением и током фазы НПЧ, поэтому в схеме предусмотрены датчики выходного тока и напряжения, с помощью которых си­стема управления определяет, в каком из че­тырех интервалов работает преобразователь в данный момент в соответствии с рис. 4 (cos ф< 1).

На этом рисунке ток отстает от напряжения, т. е. нагрузка имеет индуктивный характер.

Интервал с 17> 0и1> 0 соответствует поло­жительному направлению выходного напря­жения и тока. Значит, достаточно открыть два тора: один — в верхнем плече, в фазе положительным входным напря­жением, а другой — в нижнем, в фазе с наибольшим напряжением. Или можно сформировать мост из оппозитных диодов транзисторов 7-12, как было описано выше ной нагрузки для положительного полупериода выходного напряжения.

Аналогично, в интервале с U< 0 и 1< 0 до­статочно открыть один транзистор в нижнем плече с наиболее положительным потенциа­лом, а другой — в верхнем плече с наиболее отрицательным потенциалом. Либо можно включить все транзисторы 7-12, и тогда созда­ется мост из оппозитных диодов транзисторов 1-6 и формируется отрицательное напряже­ние на выходе фазы НПЧ.

При несовпадении направлений выходно­го тока и напряжения должна быть открыта только пара транзисторов, обеспечивающая протекание тока нагрузки (индуктивность нагрузки в этих интервалах служит источ­ником тока) из входной фазы с минималь­ным потенциалом в фазу источника, которая имеет в данный момент наиболее положи­тельный потенциал. Таким образом, про­должающийся в индуктивности ток будет противодействовать напряжению генериру­ющей системы в данном интервале, а напря­жение на нагрузке будет повторять форму огибающей.

Направление тока определяется с помощью датчика тока в цепи нагрузки, а направление выходного напряжения синхронизировано с входными напряжениями источника.

Следует отметить некоторые важные осо­бенности работы данного алгоритма.

Прежде всего, частота коммутаций сило­вых элементов в предложенной схеме гораз­до ниже, чем в преобразователях частоты со звеном постоянного тока и использовани­ем каких-либо алгоритмов ШИМ, поэтому динамические потери при переключениях сравнительно невелики.

Также одной из проблем при реализации системы управления для такого преобразо­вателя является сложность получения неис­каженных входных напряжений для простой синхронизации, так как форма напряжений, поступающих на вход НПЧ, далека от идеаль­ной (рис. 5).

Опрос всех каналов АЦП (мгновенных со­стояний напряжений и токов в силовой схе­ме) проводится микроконтроллером каждые 50 мкс, что составляет 0,9 электрического градуса на частоте 50 Гц, и это несколько ис­кажает картину реального состояния силовой схемы.

Кроме того, цепочки преобразователей с использованием оптоволоконных связей, заложенные в схемотехнику НПЧ, как будет показано далее, вносят свои фазовые сдвиги в каждый аналоговый канал.

Высокая вычислительная мощность совре­менного микроконтроллера, примененного в системе управления НПЧ позволяет реализовать достаточно совершенные алгоритмы цифровой фильтрации и нивелировать указанные неприятности.

На осциллограмме видно, что особенно сильно искажения проявляются на при низких входных напряжениях, что явно затрудняет определение интервалов коммутации тран­зисторов.

Для уменьшения пульсаций, вызванных «зубцовым» эффектом (рис. 5), на входы преобразователя подключен входной фильтр, [состоящий из трех соединенных в звезды конденсаторов по 120 мкФ. Этот же фильтр служит снаббером, ограничивая забросы на­пряжений на коллекторах IGBT при выклю­чениях.

Кроме этого, сглаживание всех входных сигналов проводится методом скользящего окна в формате плавающей точки, а также используются цифровые аналоги фильтров Вина без сдвига фазы.

После нажатия виртуальной кнопки «Пуск» Г на панели оператора программа в течение не­скольких периодов огибающей определяет текущую выходную частоту НПЧ. Также устанавливаются и периоды высокочастот­ных сигналов. При этом все транзисторы выключены.

После уточнения временных интервалов настраиваются параметры цифровых филь­тров, реализующих работу цифровых анало­гов фильтров Вина без сдвига фаз.

Далее в памяти контроллера формируют­ся виртуальные сглаженные кривые (рис. 6), по которым и определяются моменты пере­ключения ключей. Формирование сглажен­ных виртуальных напряжений при работе НПЧ ведется непрерывно.

Используя виртуальные сигналы биений на девяти входах НПЧ, программа форми­рует виртуальные выходные напряжения Uu,, Uv, Uw , и проверяет (устанавливает) порядок их чередования.

Эти виртуальные эталонные выходные на­пряжения в дальнейшем используются для определения характера нагрузки. Программа также непрерывно производит анализ периода огибающей и автоподстройку параме­тров цифровых фильтров, чтобы отследить возможные уходы частоты огибающих на­пряжений (дрейф частоты генерирующей системы).

Начиная с виртуального нуля фазы Uu по­даются открывающие импульсы на соответ­ствующие транзисторы для формирования лервого положительного полупериода в этой фазе, начинают развиваться выходные токи фаз, программа опрашивает датчики токов фаз, настраивает цифровые фильтры для канала опроса токов и определяет характер В величины нагрузок в каждой из фаз.

Определяется характер нагрузки, и для разных видов нагрузки (активная, активно-­емкостная, активно-индуктивная) определя­ются четыре способа управления ключами мостов (формирование положительного и отрицательного полупериодов, рекуперация из емкости и индуктивности).

Управление на драйверы IGBT подается при выполнении следующих условий:

• все напряжения биений корректны (поляр­ности, чередование фаз);

• частоты всех цифровых фильтров опреде­лены;

• виртуальные выходные напряжения извест­ны в каждый момент времени;

• определены состояния выходных ключей.

Сложность управления заключается еще и в том, что при больших значениях выход­ного тока и искажениях выходного напря­жения, когда входные напряжения близки к нулю, не всегда можно точно определить пару ключей, необходимых для того, чтобы ток продолжал протекать в заданном направлении. В случае наиболее вероятной активно-индуктивной нагрузки было принято решение не изменять состояние включенных ключей в нескольких интервалах измерения сигналов (т. е. применять групповое управ­ление по терминологии тиристорных мостов) до приближения тока фазы к нулю.

Чтобы избежать одновременного включе­ния верхних и нижних транзисторов для ин­тервалов рекуперации, добавлены мертвые времена при смене знака выходного тока.

Особенности аппаратурных решений НПЧ

В этом разделе приведены сведения о кон­кретных технических решениях, примененных в аппаратуре НПЧ. Описанные технические решения были успешно применены на не­скольких преобразователях с высокими зна­чениями токов и напряжений. Структурная схема НПЧ показана на рис. 7.

В схеме НПЧ действуют значительные токи с большими производными, создающие высо­кие уровни наводок, поэтому было принято решение специально для таких сильноточных схем разработать платы датчиков напряжений (ПДН), токов (ПДТ) и других аналоговых сиг­налов с последовательным каналом передачи по оптоволокну. Это позволило размещать сами датчики в любых местах преобразовате­ля и передавать информацию на любые рас­стояния без помех.

В рамках данного проекта были разработа­ны схемы канала преобразователя аналогово­го сигнала в частоту (U-F) с выходом на опто­волокно и канала преобразователя частоты сигнала в оптоволокне в напряжение (F-U) для подключения ко входу АЦП микрокон­троллера. В качестве основного кристалла для преобразователей U-F выбрана микросхема VFC110AG фирмы Burr Brown.

Входные напряжения транзисторных мо­стов и выходные напряжения всего НПЧ измеряются соответствующими датчиками ПДН. Сигналы с этих датчиков преобразуют­ся в оптические битовые потоки (мгновенные напряжения преобразуются в частоту), кото­рые по оптоволокнам поступают в плату пре­образователей частота-напряжение, а затем уже через медные провода поступают в плату интерфейсов. Аналогично обрабатываются и сигналы с датчиков выходных токов НПЧ (платы ПДТ).

Технические параметры преобразователя напряжения в частоту:

· напряжение изоляции постоянного тока — 3000 В;

· постоянное стабилизированное напряжение питания — 24 В ±10%;

· I потребляемый ток — не более 100 мА;

· диапазон преобразуемых напряжений — ±5 В;

· I частота импульсов при нулевом напряже­нии — 300 кГц ±10%;

· диапазон рабочих температур — 40…+ 85°С.

Внешний вид платы преобразователя напряжение-частота показан на рис. 8.

На базе этой же микросхемы VFC110AG разработаны схема и плата преобразования мгновенного значения частоты импульсов, поступающих по оптическому волокну, в со­ответствующее мгновенное значение посто­янного или переменного напряжения для передачи сигналов на один из 16 входов АЦП микроконтроллера.

Технические параметры преобразователя:

• напряжение изоляции постоянного тока — 3000 В;

• постоянное стабилизированное напряжение питания — 24 В ±10%;

• потребляемый ток — не более 100 мА;

• диапазон линейно преобразуемых частот — не уже 50-550 кГц;

• выходное напряжение при частоте 300 кГц- 6 В ±1%;

• диапазон рабочих температур 40…+ 85 °С.

На рис. 9 приведены осциллограммы, ил­люстрирующие динамические передаточные характеристики сквозного канала преобра­зователей (U-F) — (F-U), связанных опто­волокном. Отставание фазы и искажения переходных процессов вполне приемлемы для правильной работы преобразователя. При наладке каналов передатчики настраи­ваются на определенную выходную частоту при нулевом входном напряжении. Сквозная погрешность передачи постоянных напряже­ний лежит в диапазоне ±1%.

Все сигналы управления и сигналы обрат­ных связей собираются на плате интерфейсов, к которой подключаются дискретный пульт дистанционного управления, панель опера­тора, а также плата расширения, на которую поступают сигналы с цепей контроля предо­хранителей, с датчиков дверей, другие вспо­могательные сигналы (рис. 7).

К панели оператора через гальванически развязанный интерфейс RS-485 может быть подключен ноутбук (с внешним преобразо­вателем USB — RS-485).

В качестве управляющего микроконтролле­ра для этого ПЧ решено использовать микро­контроллер TMS320F28335.

На базе этого контроллера фирма Texas Instruments разработала модуль TMDSCNCD28335 (плата Control Card 28335) с запаянным процессором и поставляет его потребителям. Размеры модуля составляют 90×25 мм, он сочленяется со стандартным разъ­емом DIMM-100, требует 5 В питания и имеет изолированный интерфейс RS-232.

Во избежание проблем с наводками от сило­вых токов с высокими значениями произво­дных на сравнительно чувствительные близ­кие к микроконтроллеру цепи при разработке была принята идеология «двойного кольца» изоляции. Этот способ, хотя и требует неко­торой схемной избыточности, показал свою эффективность в нескольких разработках, где силовые токи в конструкции достигали про­изводных около 10 000 А/мкс при достаточно высокой частоте ШИМ — около 16 кГц.

Идея заключается в том, чтобы макси­мально близко к микроконтроллеру создать «ближнее кольцо» изоляции, обеспечить пи­танием все внутренние схемы отдельными источниками и тщательно отследить пути прохождения возвратных токов слабых сиг­налов. Плата контроллера с окружающими гальваническими цифровыми развязками вместе с внутренними источниками питания и близко расположенными проводниками возвратной земли образует очень небольшой физический объем.

Фактически, микроконтроллерное ядро не имеет кондуктивных связей с окружаю­щими схемами, поэтому вероятность наводок от силовых токов резко падает.

Для реализации такой гальванической развязки были выбраны микросхемы ISO7240MDW фирмы Texas Instruments, в которых реализованы четыре цифровых канала передачи с емкостными изоляторами на барьере из двуокиси кремния со скоростью до 150 Мбит/с с малым разбросом выходных сигналов соседних каналов (менее 1 нс),

малыми искажениями длительности пере­даваемого сигнала (менее 2 нс), пиковым на­пряжением изоляции 4 кВ. Собственная про­ходная емкость этих микросхем очень мала. Структурная схема платы интерфейсов при­ведена на рис. 11.

Плата интерфейсов обрабатывает анало­говые сигналы, поступающие с датчиков то­ков и напряжений, вырабатывает импульсы управления для драйверов транзисторов с помощью «быстрых» выходов, следит за заданиями от местного пульта управле­ния, а также за сигналами, поступающими от драйверов транзисторных модулей («мед­ленные» входы).

В схеме платы интерфейсов введен компа­ратор, отслеживающий уровень питающего напряжения +24 В. При понижении напряже­ния ниже 20 В компаратор прерывает процесс. При этом штатно выключаются все транзи­сторные модули в силовой схеме, а также за­поминаются состояния основных регистров и причина отказа.

В плате заложена микросхема памяти объ­емом 512 кбит, подключенная по интерфейсу ПС. В ней хранятся все уставки, временные настройки и т. д.

На 16 входов для АЦП контроллера посту­пают аналоговые сигналы с платы преобразо­вателей частота-напряжение.

В плате заложены пять внутренних источ­ников питания — преобразователи DC/DC фирмы MomSun. Они имеют незначительные проходные емкости, амплитудное рабочее на­пряжение изоляции -1500 В.

Вычислительное ядро, составленное из плат преобразователей частота-напряжение, плат оптопередатчиков и оптоприемников и платы интерфейсов, развязано от всей силовой схе­мотехники ПЧ оптоволоконными связями.

Для управления драйверами транзисторных модулей используются «быстрые» выходы с микроконтроллерной платы. Сигналы, уси­ленные буфером после «ближних» развязок, поступают на плату с оптопередатчиками, а затем по оптоволокнам поступают на соот­ветствующие драйверы транзисторов.

Таким образом, фронты сигналов, приходя­щих на затворы транзисторов, претерпевают минимально возможные задержки, позволяя как можно точнее индивидуально, с конкрет­ного пина микроконтроллера, управлять фронтами включения и выключения транзисторов. Общий временной сдвиг включающего сигна­ла в этом случае составляет примерно 100 нс.

Панель оператора МТ4522ТЕ фирмы Kinco связана с платой интерфейсов по каналу RS- 485. Она работает в режиме master, а плата ин­терфейсов — в режиме slave. По этой линии панель оператора запрашивает и получает от платы интерфейсов необходимые данные: состояние переменных токов, напряжений, ключей, датчиков и т. д., то есть информацию, необходимую для отображения на экране. Также панель оператора служит интеллекту­альным местным пультом управления, с кото­рого поступают команды оператора.

Еще одна линия RS-485 связывает панель оператора с внешним ПК.

Питание системы управления ПЧ осущест­вляется от надежного сетевого источника DPR-480-24 фирмы Mean Well.

Внешний вид платы интерфейсов со встав­ленной платой TMDSCNCD28335 показан на рис. 12.

Для преобразователя частоты были раз­работаны драйверы ДРИ11-30-17-ЗФП1К-1, управляемые по оптоволокну. Причем по одному волокну сигналы управления тран­зисторов поступают от платы оптопередатчи­ков, а по другому-в плату оптоприемников от драйвера поступает информация о состоя­нии драйвера.

Следовательно, все драйверы могут быть размещены вблизи управляемого прибора

без риска наводок помех на передающую линию.

Параметры этого драйвера по изоляции следующие:

• испытательное напряжение 50 Гц между первичными цепями питания и выходными цепями драйвера в течение 60 с — 6000 В;

• максимальное рабочее напряжение между первичными цепями питания и выходными цепями драйвера — 3000 В.

Требования к источнику питания:

• постоянное напряжение — 24 В ±5%;

• потребляемый ток — не более 350 мА.

Параметры входных и выходных цепей:

• вход и выход — оптоволокно, длина волны излучения — 660 нм;

•номинальная емкость нагрузки -1,0 мкФ;

•амплитуды отпирающего и запирающего тока — не менее 24 А;

• установившееся отпирающее напряже­ние — не ниже 14 В;

• установившееся запирающее напряжение — не выше 14 В;

• максимальная частота импульсов на входе IN — 4 кГц;

• задержки включения и выключения — (0,4 ±0,1) мке;

• время нарастания напряжения от -10 до +10 В — (1 ±0,2) мке;

• время спада напряжения от+10 до -10В- (1 ±0,2) мке;

• пороговое напряжение на входе С, при ко­тором срабатывает защита IGBT по току — в пределах 5 — 6,5 В;

• задержка срабатывания защиты IGBT по току от начала импульса IN до начала спада вы­ходного напряжения — (6 ±1) мкс;

•длительность состояния аварийного отклю­чения — (2 ±0,5) с;

•период импульсов аварийного отключе­ния- (33 ±7) мкс.

При работе на огромные затворные ем­кости задержка в таких мощных драйверах оценивается приблизительно в 450 не, так что задержки в изоляторах, формировате­лях и оптопередатчиках с оптоприемниками не играют существенной роли.

Если из-за перегрузки или короткого за­мыкания 1GBT не входит в насыщенный ре­жим и напряжение на его коллекторе остаетсявысоким, то срабатывает схема защиты. При этом выходное напряжение драйвера доволь­но медленно изменяется от положительного к отрицательному уровню, мягко запирая IGBT. Схема защиты начинает генерировать импульсы с периодом около 33 мкс, сигнал оптопередатчика «FLT» становится прерыви­стым, что сигнализирует микроконтроллеру об аварийном отключении драйвера.

Выход драйвера из заблокированного со­стояния осуществляется автоматически, через каждые 1,5-2,5 с. За это время микроконтрол­лер успеет проанализировать процесс в преоб­разователе и принять нужное решение.

По обратным оптоволокнам с драйверов че­рез плату с оптоприемниками сигналы посту­пают на группу микросхем в интерфейсной плате, где собираются в один сигнал. И если хотя бы с одного драйвера сигнал прервется, то через опторазвязку произойдет прерывание программы, и контроллер с помощью опроса регистров и развязок определит номер срабо­тавшего драйвера. Таким же образом проис­ходит опрос «медленных» битовых сигналов, поступающих на регистр платы интерфейса. Структура драйвера показана на рис. 13.

В состав драйвера входят:

• преобразователь постоянного напряжения питания в переменное и источник напряже­ний для питания формирователя импульсов и выходных каскадов, состоящий из транс­форматоров и выпрямителей, — А1;

• схема контроля величины напряжения пи­тания — А2;

• схема контроля состояния драйвера — АЗ;

• схема формирователя выходных импуль­сов — А4;

• выходные каскады усиления мощности — А5;

• схема защиты от выхода управляемого IGBT из насыщенного состояния — А6;

• цепи ограничения напряжения на затво­ре — диоды Шоттки на затворе;

• индикатор полярности выходного напря­жения драйвера — светодиоды G и R.

Осциллограммы входного и выходного на­пряжений драйвера приведены на рис. 14-16 ; (синий цвет — вход, красный — выход), а внешний вид платы показан на рис. 17.

Конструкция НПЧ

Большой запас по току заложенных в НПЧ транзисторных модулей, а также шинный монтаж и производительность шкафа водяно­го охлаждения позволяют при необходимости значительно увеличить выходную мощность преобразователя.

Как показано на рис. 7, на всех девяти вхо­дах включены быстродействующие предо­хранители, защищающие НПЧ от неверных коммутаций при сбоях в системе управления, ке контрольные контакты предохранителей соединены в одну цепь и опрашиваются ми­кроконтроллером .

Четыре транзисторных модуля, состав­ляющих одно плечо НПЧ, смонтированы на одном охладителе (блок). Всего в НПЧ де­вять отдельных блоков, и на каждом из них размещены снабберные конденсаторы, драйверы и датчики температуры охладите­ля.

Чтобы уменьшить коэффициент искаже­ний выходных напряжений, применен легкий выходной LC-фильтр.

Все девять блоков НПЧ могут извлекать­ся их шкафа, нужно только отсоединить все оптоволоконные коннекторы и шланги во­дяного охлаждения.

Для включения охладителя в контур с жид­костью применены быстроразъемные шту­церы и муфты типа CBI фирмы Staubli. Эта технология позволяет при необходимости без протечек отключить блок от жидкостно­го контура.

Внешний вид шкафа НПЧ показан на рис. 18, а внешний вид панели управления- на рис. 19.

На панель оператора выведена упрощенная мнемосхема НПЧ, отображающая состояния ключей и некоторых датчиков. На резистив­ном экране реализованы виртуальные кнопки.

Охлаждающая жидкость подается к блокам НПЧ из шкафа водяного охлаждения.

Гидравлическая схема шкафа охлаждения включает два контура:

• внешний, на входе которого установлены манометр, грязевой фильтр, теплообмен­ник, расходомер;

• внутренний чистый контур с дистиллирован­ной (деионизированной) водой, в котором после блоков НПЧ установлены датчик тем­пературы воды, грязевой фильтр, теплооб­менник, две ветви с насосами (продублирова­ны для надежности) и обратными клапанами, расходомер, манометр и датчик температуры воды, подаваемой в преобразователь.

При выборе теплообменника было реше­но остановиться на продукции компании «Ридан» — крупнейшего производителя те­плообменной аппаратуры в России.

Так как в системе имеются значительные перепады сечений водяных каналов, т. е. ве­лика вероятность возникновения кавитации на расширениях, было решено держать весь внутренний контур под давлением. Для этого в систему встроен мембранный рас­ширительный бак InterVarem 20 емкостью 20 л, в котором поддерживается давление 1,5 бар.

Выбранные насосы Grundfos CRN имеют заведомо высокую производительность, поэ­тому для регулировки потока во внутреннем контуре был применен надежный малогаба­ритный частотный преобразователь ПЧ FR- D700 фирмы Mitsubishi, мощностью 3,7 кВт. Применение регулируемого потока позволяет избежать гидроударов в системе и экономить воду внешнего контура. Для шкафов в каче­стве оболочек выбраны конструктивы Rittal.

Результаты испытаний

Стендовые испытания НПЧ в составе гене­раторного агрегата были проведены в ФГУП «ЦНИИ им. акад. А.Н. Крылова»

Сигналы на входы осциллографа подава­лись непосредственно с выходов преобразо­вателя до включения фильтра. Форма выход­ных напряжений полностью соответствует теоретическим положениям, заложенным в разработку.

Выходные напряжения НПЧ с легким вы­ходным LC-фильтром приведены на осцил­лограмме рис. 22. Формы токов и напряжений нагрузки практически синусоидальны.

Проверялась работа НПЧ и на RL-нагрузке с разными коэффициентами мощности (до 0,5). Одна из осциллограмм этого режима по­казана на рис. 15 в работе.

В настоящее время продолжаются работы по усовершенствованию алгоритма управле­ния НПЧ и наращиванию мощности генери­рующей системы, прорабатываются новые способы формирования входных напряжений для получения выходных напряжений с высо­ким качеством.

Выводы

Разработан нетрадиционный статический преобразователь электроэнергии с непосред­ственной связью, обеспечивающий качествен­ную форму кривой выходного напряжения и свободный обмен реактивной мощностью между нагрузкой и генераторным агрегатом с использованием новых алгоритмов управ­ления силовыми вентилями.

Форма кривой напряжения на нагрузке, близкая к синусоидальной, обеспечивается естественным образом, в отличие от методов формирования выходного напряжения с по­

мощью ШИМ, как это повсеместно принята в настоящее время.

Частота коммутаций силовых элементов! в предложенной схеме гораздо ниже, чем в преобразователях частоты со звеном постоянного тока и использованием каких-либо алгоритмов ШИМ, поэтому динамический потери при переключениях сравнительно невелики.

Результаты математического моделирова­ния и экспериментально полученные характеристики показывают, что значение коэффициента нелинейных искажений выходной напряжения 3×380 В (50 Гц) даже в наиболее сложном режиме (номинальная нагрузка cos ф = 0,5) не превышает 5%, а кривая тока практически синусоидальна без применение «тяжелых» фильтров.

Разработан шкаф водяного охлаждение с внутренним чистым контуром, позволяющий отводить от силовых преобразователей тепловую мощность до 150 кВт.

В целом, результаты предварительных стендовых испытаний созданного высокооборотного генераторного агрегата подтвердили правильность принятых технических решений.

Источник: https://www.chastotnik.pro/articles/3742/

🔗 Трехфазный непосредственный ПЧ с близким к синусоидальному выходным напряжением